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基于OFDM技术的短波通信电台研制
2006年6月13日 11:16  来源:电讯技术  作者:朱秋明,徐大专,芮华,崔广美

  摘 要:本文研究了OFDM调制技术在短波通信中的应用,提出了一个基于OFDM调制的短波通信电台的设计方案并完成了软硬件系统设计。 对实验样机的测试结果表明,本系统性能指标能够满足实际要求。


  关键词:短波通信;软件无线电;正交频分复用技术    本文关键字:   OFDM 

一、引言
  短波通信由于具备通信距离远、架设简单和移动方便等优点被广泛用于无线通信领域。正交频分复用(OFDM)调制方式以其传输速率快、频带利用率高和抗多径能力强等优点越来越受到人们的重视,也开始逐步被应用于短波通信领域,取代原来的单载波调制和非正交多载波调制技术[1]。本文介绍的基于OFDM调制技术的短波通信电台采用了软件无线电的思想,以DSP为控制和运算核心完成对数字信号的OFDM调制和解调。

二、短波通信电台的系统模型与性能参数
1.基本系统模型
  短波通信电台的实验样机框图如图1所示,发送端首先通过PC机录入人的语音数据进行语音编码和压缩,然后通过RS-232接口将压缩后的比特数据流传送至数字发射机进行OFDM调制,最后由射频模块将OFDM信号变频到射频频段后发送至无线信道;接收端首先由射频模块接收通过无线信道传来的模拟信号,然后在数字接收机内部将信号恢复成基带信号后进行同步和OFDM解调,最后通过RS-232接口将解调后的比特数据上传到PC机,由其进行解压缩和语音解码将数据恢复成语音数据。
  短波电台的系统参数如表1所示,主要性能指标为:
  ①4QAM调制时,在10 kHz的信号带宽上数据速率达到11.25 kbps;16QAM时,则能达到22.5 kbps;
  ②4QAM调制时采用编码后在信噪比为10 dB的AWGN信道中的比特误码率能达到10-5;
  ③4QAM调制时采用编码后在信噪比为20 dB的短波信道(多径信道最大延迟4 ms)中的比特误码率能达到10-4。
  限于篇幅,下文主要介绍数字发射机和接收机两个中频处理模块的软硬件方案设计,而对射频模块和语音编解码模块不做介绍。?

三、数字发射机软、硬件结构
  数字发射机的结构框图如图2所示,压缩后的语音数据通过RS-232接口传到发射机,先进行缓冲后送入DSP进行OFDM调制,最后将已调信号上变频到中频后采样。
  图2数字发射机的结构框图?在数字发射机中我们采用了TI公司的TMSVC5410芯片来完成信号的OFDM调制,该芯片是一款16位定点DSP,片内有64 K的16位字节RAM,最高工作时钟可达100 MHz。


 


 


 

DSP内部信号处理流程如图3 所示,数据进行星座映射(4QAM/16QAM)后插入导频,由于在我们的方案中数据传输采用了帧结构每20个符号为一帧,因此在每帧的第一个符号内需插入时间导频用于接收端的帧同步,同时在所有符号中插入增益导频用于接收端的信号同步和信道估计,时间导频和增益导频的幅度是信号幅度的倍而相位为随机分布。由于OFDM调制可以等效成一次IDFT,所以已调信号可以表示为

  为了消除多径引起的符号间干扰还需加入循环前缀(CP),实际中循环前缀的长度一般要大于信道的最长延迟时间,最后的输出信号为

  为了产生带宽为10 kHz、中心频率为512 kHz的OFDM信号,有2种方案可供选择:①在DSP中进行OFDM调制时直接产生,根据奈奎斯特采样定理此时的离散采样速率至少为1.024 MHz,这就意味着OFDM调制时IFFT的点数为16 384点,虽然采用这种方法硬件结构比较简单,但对DSP运算速度要求很高TMSVC5410无法胜任;②在DSP中产生离散采样率为32 KHz的OFDM信号(IFFT的点数为512点),然后对其内插和滤波,为了获得1.024 MHz的离散采样率至少对原来信号进行32倍插值,最后将其混频到512 KHz,实际中为了降低数模转换后的模拟滤波器的设计要求我们采用了256倍的插值,虽然采用这种方案运算量也很大,但是可以采用专用的上变频(DUC)芯片来完成。Harris公司生产的HSP50215是一款单路调制的上变频器件,最大输入数据流为3 MHz,输出数据流为52 MHz,内部包括32位的可编程载波数字振荡器(NCO)、30位可编程符号定时NCO、256阶可编程整形FIR滤波器,最大内插因子为256完全可以满足我们的设计需要。?

四、数字接收机软、硬件结构
  数字接收机的设计采用了中频带通采样的软件无线电模型其结构框图如图4,先对输入的中频信号进行带通采样,然后进行混频、低通滤波和下变频等处理恢复出基带信号,最后进行OFDM信号同步、信道估计和解调。

1.带通采样
  输入信号为中心频率为512 kHz、带宽10 kHz的窄带信号,为了使得恢复出的OFDM信号与发送信号采样率一致以保证每个子载波对应的实际频率值一致,首先需要获得采样率为32 kHz的离散基带信号。有2种方案可供选择:①直接采样,根据采样定理采样速率至少为1.024 MHz,为了得到所需的基带信号还要进行32倍的抽取,最后再用低通滤波器滤出所需信号,考虑到运算量比较大实现这种方案可以与数字发射机一样采用专用的下变频(DDC)器件(如Harris公司的HSP50214B)来完成;②带通采样,根据带通采样定理和前述原因采样速率必须为32 kHz的整数倍,由于实际中总是存在载波偏差直接用32 kHz采样后的信号频谱会产生混叠,故本系统采用的采样率为96 kHz,然后通过混频、低通滤波和3倍抽取恢复出所需的基带信号。比较两种方案后我们采用后者,因为该方案不必使用额外的下变频器件,系统结构比较简洁,而且最后的信号处理运算量不是太复杂完全可以由DSP来完成。
2.OFDM信号同步和信道估计
  对于采样后的信号的处理由AD公司SHARK系列的ADSP21160来完成,该芯片是一款32位的双核浮点DSP,片内有250 K的16位字节RAM,最高工作时钟可达80 MHz。它主要完成信号的预处理即通过混频、滤波和抽取将信号恢复成基带信号、OFDM信号的同步和信道估计,最后星座逆映射恢复出原始信号。
  对于一个实际的OFDM系统,如果考虑时间、载波和采样率没有同步的影响以及无线信道对信号的随机衰落,在接收端接收到的信号可以写成:

式中αl,k表示发送信号,nε表示符号偏差,Δf表示载波频率偏差,ξ表示采样率偏差,Hl,k表示信道转移函数,nl,k表示加性高斯白噪声。
  为了能够正确恢复出原来的信号,必须先对信号进行同步和信道估计,其中信号同步又分为3个步骤(符号同步、载波同步和采样率同步),同步算法流程如图5所示。

  (1)符号同步
  符号的同步可以利用每个符号中的循环前缀与信号的相关性,考虑到符号粗同步后还要进行跟踪,所以对于粗同步可以适当放宽对精确性的要求以减少粗同步时的运算量,我们将最大似然方法(ML)[3]加以修改如下:

式中d表示整数时偏估计值,L表示循环前缀的长度,N表示有效符号的长度。
  (2)载波同步[4,5]
  用子载波间隔(62.5 Hz)归一化后的载波偏差可以分为整数部分和小数部分。整数偏差的估计可以利用每个OFDM频域符号中的导频信号位置的幅度信息,其估计值可以通过下式获得:

式中Cp表示导频集合,d表示搜索整数频偏的范围为前后10个子载波间隔。
  小数偏差估计和跟踪则利用相邻两个OFDM符号中对应导频位置信号的相位旋转,其估计值可以通过下式获得:

式中Ng是循环前缀长度,N 是 有 效 符号长度,α2(φk)是由于频偏导致信号幅度的衰落,当频偏很小时该值近似为1,|Hk|是由于信号经过无线信道导致的幅度衰落。
  (3)采样率同步
  采样率的偏差同样会引起信号的相位旋转且旋转的大小与子载波号相关,所以它的估计和跟踪也可以利用相邻两个OFDM符号中对应导频位置信号的相位的旋转值,其估计方法见式(6)。由于采样率和载波跟踪都可以归结为信号相位旋转的跟踪,所以实际中只需用一个锁相环来跟踪信号的相位变化。
  (4)信道估计
  信号经过短波无线信道后会引起幅度和相位的随机衰落,在接收端即使对信号完全同步,如果不进行信道估计仍然无法回复出正确的信号。通常信道估计方法可以分为2种[6,7,8]:①数据辅助方法,辅助数据可以是导频或训练序列,前者是在每个或每隔若干个调制前的OFDM符号中插入一些导频信号,后者是在每帧或每隔若干帧调制后的OFDM信号的起始处插入一定长度的训练序列;②盲估计,仅利用接收到的信号来进行信道估计。本文采用了基于导频的信道估计方法,具体算法流程如下:
  1)对接收到的导频信号利用下式估计出对应

其中k表示子载波序号,m表示导频序号,L表示插值数目,l=1…m。
  3)构建一个特殊的插值滤波器,该滤波器能够保证对信号滤波时保持非零位置处的值不变,用其对进行滤波获得信道的转移函数的估计值。?

五、实测信号图形
  我们研制的短波通信电台包括两个部分:数字发射机和接收机。
  在实际进行性能测试时,我们采用的短波信道模型是DRM标准提供的模型,信道模型和参数设置见文献[9],图6中的短波信道是指该标准提供的第三种信道。图6(a)是经过短波信道后到达接收端的OFDM信号时域波形和频谱,可以看出信号的频谱落在-5~+5 kHz范围内且各个子载波的幅度出现了随机衰落,图6(b)~(d)是同步和信道估计前后一个OFDM符号星座映射图的比较,在星座图中外围一圈是导频,它的能量是信号平均能量的的2倍,假定4QAM调制时单个子载波的平均能量为1则对应导频的幅度为采用16QAM调制时若令原点最近的星座点的幅度与4QAM调制时一致,则此时单个子载波的平均能量为10,所以导频的幅度为同时从图中可以看出采用4QAM 调制时,由于AWGN信道的信道转移函数为单位矩阵所以可以不进行信道估计,而在短波信道中如果不进行信道估计则无法恢复出原始信号。当采用16QAM调制时由于星座映射与信号幅度相关所以无论在何种信道下传输都必须进行信道估计。



 

六、结论
  本文提出了一个基于OFDM调制技术的短波通信电台的完整方案,基于该方案的实验样机已完成且各项性能指标均到达要求,我们目前正在改进处理流程和优化算法进一步提高系统整体性能,同时将发送和接收机合为一体成为基于OFDM调制的全双工短波通信电台。

参考文献

[1]佟学俭,罗涛.OFDM移动通信技术原理和应用[M].北京:人民邮电出版社,2003.
[2]Michael Speth,Stefan A Fechtel,Gunnar Fock,et al.Optimum Receiver Design for wireless Broad-Band Systems Using OFDM-Part I[J],IEEE Trans.on Commun,1999,47(11):1668~1677.
[3]Jan-jaap van de Beek,Magnus,et al.ML Estimator of Time and Frequency Offset in OFDM Systems[J].IEEE Trans. Commun,1997,45(2):1800~1805.
[4]Michael Speth,Stefan A Fechtel,Gunnar Fock,et al.Optimum Receiver Design for OFDM-Based Broadband Transmission-Part II:A Case Study[J].IEEE Trans.on Commun,2001,49(4):571~578.
[5]Fischer V,Kurpiers A.Frequency Synchronization Strategy for a PC-based DRM Receiver[A].7th International OFDM-Workshop (InOWo02)[C]. Hamburg, 2002.
[6]O Edfors,M Sandell,et al.OFDM channel estimation by singular value decomposition[J].IEEE Trans. Commun., Jul.1998.
[7]Luc Deneire,Patrick Vandenameele,et al.A Low Complexity ML Channel Estimator for OFDM[J].IEEE Trans. Commun,2003,51(2):135~140.
[8]Sinem Coleri,Mustafa Ergen,et al.Channel Estimation Techniques Based on Pilot Arrangement in OFDM Systems[J].IEEE Trans. on Broadcasting, 2002, 48(3):223~229.?
[9]ETSI TS 101 980 V1.1.1 2001-09,Digital Radio Mondiale (DRM )System Specification[S].?

 
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